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DIY一个变压器隔离驱动电路【获得20元现金红包】
时间：2019-01-30 04:45:58
前段时间仿了一个变压器隔离驱动感觉效果还可以，用手头上现有几样材料搭了个实验电路实测了一下。
图1-2原理图 隔离变压器是用的一个1.5mH的工模电感，输入信号是由信号发生器提供的，放电电阻忘记加了不过貌似并不会影响测试。 这种类型的驱动没有电容串在电路中所以动态特性会比较好，不会出现占空比突然变化引起的误触发问题，测试中快速改变占空比或快速改变开关频率都未发生异常，突然关掉、开启驱动信号驱动电路也工作正常。不同开关频率的波形如下。
图1-3中蓝色波形为PWM输入信号黄色波形为输出信号Vgs，相同开关频率不同占空比的波形如下。
这种类型的的驱动设计起来相对容易些，需要注意的是隔离变压器漏感要小励磁电感要适当。漏感大了会影响输出的上升沿，励磁电感大了会影响下降沿小了会影响效率。下面的是200KHz时的波形现象明显些。
如图1-5当脉宽较窄时漏感造成上升沿变缓的矛盾凸显出来使输出的波形幅值降低，下降沿由于脉宽窄储能少关断也变缓，经仿真验证当脉冲较窄时适当减小励磁电感可以加快关断速度。 怎么看你绕的磁环变压器,漏感都不会小. 这个是伍尔特的共模电感，自己绕的话我会采用双线并绕。变压器隔离驱动原理是一边传递信号一边传递能量，图1的这个电路次级采用图腾柱结构是想将能量传递和信号传递分开从而提高电路的灵活性。比如某些应用希望驱动信号带负压的图1这个电路稍作改动即可实现，由于次级电阻R1有去磁效果所以实际搭的电路是没有加RCD吸收的，见下图2-1。
图2-1带负压输出的变压器隔离驱动电路 只需再增加一个电容C2在G、S两端就实现了正负脉冲输出，见下图2-2
图2-2带负压的驱动波形 实验电路的电容C1=C2所以输出波形正负电平对称，需要不同正负电压的改变电容C1、C2的比值即可。 你这0电平会随占空比变化而变化的是说的图2-2吗？图2-1这个电路实测和仿真结果都表明其0电平的位置不受占空比和频率的影响始终保持不变（正负电平比例不变）。
以上是仿真结果，电容比例1:4。 已经被添加到社区经典图库喽 http://www.dianyuan.com/bbs/classic/ 如果希望输出波形的边沿更陡峭抗干扰能力强可以通过增加一个比较器来实现。
仿真结果如下
能量和信号传递分开可以实现变压器+光耦组合隔离方式，见下图。
这里隔离变压器只做能量传递对电容C1充电使电容电压维持在5V左右，光耦实现信号传递。相对于普通的光耦隔离这个方式不需要辅助绕组能量可以自给自足。 如果将能量和信号传递彻底分开则可以实现100%的占空比，见下图。
外接或自搭一个小于等于50%占空比的信号用来驱动变压器实现能量传递，独立出来的PWM信号不受限制可以实现占空比0-100%的变化。 我个人感觉这个可能有缺陷，速度做不快，而且上升沿、下降沿时间差很大，可以做个试验测试下 图2-6这个电路的性能取决于光耦的性能，如果选用MHz级的光耦可实现MHz级的隔离驱动，我想最大的问题是能否接受增加一个高速光耦的成本问题。 问题是，光耦只是一部分问题，最重要的是三极管，这种模式，最终的开通速度很慢如果要驱动能力好的，速度快，建议用两级图腾，光靠一个三极管驱动图腾，速度跟不上 如果要驱动能力好的，速度快，建议用两级图腾，光靠一个三极管驱动图腾，速度跟不上 谢谢你的建议，下面的是一位前辈设计的光耦隔离驱动电路
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其实最笨的方法就是数他的磁环漆包线的圈数,我之前开过一帖,涉及到驱动变压器的计算. 个人觉得计算本身是比较简单的,但是想获得较好的参数还是需要实测调试. 目测12圈,两边对称,使用磁环制作驱动变压器,好处是耦合系数高,因为磁环本身的磁导率较高,绕制也方便,不过如果圈数较多,采用骨架绕制更方便一下.
请问一下，和这种有什么区别呢？新手，求教谢谢。这个绕制有什么讲究呢？ 你这个是共模电感 求帖子链接，谢谢上面的实验和仿真都是用RCD电路去磁，下面仿一个采用隔直电容去磁的。
图3-2初级加隔直电容去磁的波形 图3-2的波形显示单采用初级隔直电容输出驱动n_Vgs信号的峰峰值不变，正、负电压比例受占空比影响，隔直电容C2通过自动调节电压大小维持伏秒平衡同时也改变了正负比例。 一般可在次级串联一个同样大小的电容C4来解决这个问题，电路如下
图3-3次级加补偿电容电路 仿真结果如下
图3-4次级电容补偿后的波形 如图3-4当稳态时次级电容和初级电容的压差不变也可以认为是两个电容互相抵消，从而实现了去磁又不影响电路的效果。 成也萧何败也萧何，当占空比动态变化较大时电容反而会造成开关管误的触发。 占空比动态变化仿真的电路如下：
首先占空比由90%突变到10%
由图3-5所示当占空比突变后输出驱动n-Vgs的电压发生了上漂结果会导致开关管的误触发。 当占空比由10%突变到90%的波形如下
图3-6当占空比有小到大突变后导致n_Vgs信号下漂造成开关管不触发。结合图3-5和图3-6这个问题是由于电容C2和C4的压差发生了变化，如果能保持C2-C4的电压不变则输出驱动n_Vgs将不受电容的影响。 将电路图3-4中的电容C4改成10nF后仿真结果如下：
图3-7 C4=10nF占空比大到小突变波形
如图所示选择恰当的电容或许采用隔直电容复位的变压器隔离驱动本身就能满足动态要求。 如果漏感按0.1%设计可以得到更宽的占空比范围。
图3-9 漏感0.1%占空比95%-5%突变 万能板测试 尝试过几种方法，采用隔直电容是其中最简单实用的方法。电路中加了比较器用来修正波形，电路如下。
图4-1 隔直电容+比较器变压器隔离驱动 仿真结果如下
图4-2 占空比98%-2%突变驱动波形
图4-3 占空比2%-98%突变驱动波形 如图4-2、图4-3经过比较器的修正后波形比较理想。这种带隔直电容的隔离驱动占空比变化范围越宽越难设计，在仿真中是按如下方式确定参数的： 首先选定变压器的电感量，图4-1这种带隔直电容的应用希望变压器的励磁电感越大越好，但电感大了漏感也会随之变大所以暂时将变压器电感量限制在mH级附近。 其次选择初级隔直电容C1，将电容C1和变压器电感Lm构成的谐振频率设置为开关频率（100KHz）的1/10左右，由于频率相差较远可避免隔直电容C1对电路的影响。实际选取的C1值可比计算得来的值大一些，过大的C1电容会增加无功功耗影响效率。 再次确定次级电容C2，将电容C2和变压器电感Lm构成的谐振频率设置为开关频率的10倍左右，单开关周期内可完成十次震荡可以快速响应动态变化。 最后对于占空比变化范围不是很宽的应用电路参数可以适当放宽一些，比如电容C1值可以选小一些、电容C2值可以大一些的。
这种方法也尝试过有如下几个缺点： 1、不适合宽范围占空比变化，如果要实现最大90%的占空比则初级两个线圈匝比要大于9:1，而如果要实现99%的占空比则初级俩匝比要大于99:1。 2、占空比较小时容易产生误触发信号，当占空较小励磁电感工作于断续模式时励磁电感很容易发生震荡，轻微的震荡就会导致次级产生误触发信号。 3、对器件要求高，比如占空比90%时5V的输入电压器件需承受50V耐压，如果是99%占空比则耐压要求更高。
你这个图，我很想知道在上电启动的时候会是什么样子的！！因为次级后面没有独立的电源供应，完全是靠驱动变压器那里汲取能量。 在上电的时候，后级那里 C3 的电压缓慢上升，这样会不会有烧鸡吃哦
0-99%的占空比 用变压器隔离我觉得 对我来说有点难度，至少我不会用这种方案。 用变压器隔离，无非是想电路简洁降低成本，如果使用变压器隔离，还要加各种补偿电路，这又何必呢，不如直接用个光耦来得实在， 要说延迟的话，高速光耦也不难找，也不算很贵啊……
个人观点！呵呵！
启动时的波形如下
上图分别是以10%、50%、90%占空比启动，刚启动的短时间内会有MOS管不完全导通状态但没有出现误导通状态，如果上下管不出现直通不太容易吃到烧鸡吧。启动瞬间炸机的风险还是有的，由于次级是信号和能量分开应用灵活可以增加延迟启动等措施避免炸机。 0-99%占空比的变压器隔离驱动不一定划算，是想通过这种极端模式来确定电路参数的取值范围或者是找出设计方法。 光耦只能传递信号不能传递能量还要增加辅助电源也就不那么简洁低成本了，如果图2-6的应用可以模块化批量化或许可以实现简洁低成本。 很强大，至少开了一些眼界 光耦是不是得再1个隔离电源？ 加油 我是来顶版版的贴子哒~~ 多谢！ 加高亮加高亮~~~ 哇塞，这帖子帅炸了，忍不住过来顶一下 楼主厉害 谢谢各位的支持！ 学习 学习 .............模拟了一组数据所用电路及参数参考下图5-1
图5-1 数据模拟参考电路 负载设定为10nF电容，次级电容C2=1uF初级电容C1为变化量。电路中增加了钳位二极管D2、D3可用来钳位电容C1上的电压以限制震幅降低无功功耗。 测试方法是在某一突变占空比下改变电容C1的值观察其输出电压值，当突变时输出电压略微出现畸变（电压抬升或降低）时的电容值既为临界电容值，按此方法将占空比从大到小突变逐渐过渡到从小到大突变得到的数据如下
如图5-2当占空比的变化范围超过40%以后，上或者下钳位二极管起作用使电容C1上的电压钳位在0-Vcc之间。上述数据反映了满足相应动态特性的最小电容比。
将图5-2的数据描绘成曲线如下
图5-3 模拟测试曲线 图5-3横坐标是占空比变化范围纵坐标是电容C1与C2的比值，占空比变化范围在90%以内电容比值变化接近2^n规律如图(b)，当占空比变化范围超过90%后电容比值迅速上升如图(a)。 另外测试中尝试过改变负载电容值（10nF-100nF），改变变压器电感量（1mH-0.1mH）,同时改变两电容值保持C1/C2比例不变（C2电容由1uF变为0.1uF），这些变换都没有影响到电路的动态特性，这说明要满足电路的动态特性只需根据占空比的最大变化范围去设计恰当的初次级电容比即可。
根据图5-2的数据将图5-3(a)的曲线用方程表述如下
公式中的△D为占空比变化量，根据公式（5-1）可以估算出这两个电容的比值但还无法确定最终的电容值。一般负载电容（MOS管Ciss电容）是已知的比如仿真中假定的Ciss=10nF，次级电容C2一般要大于10倍Ciss才能保证波形不失真，仿真中取的C2=1uF既100倍的Ciss，C2取的太大会增加无功功耗，见下图
图5-4 不同电容下的变压器励磁电流对比 图5-4是占空比90-10%突变时的驱动波形及励磁电流波形，当电容C1=128uF、C2=1uF时励磁电流峰值1.18A，将电容都降低10倍C1=12.8uF、C2=0.1uF则励磁电流峰值降低到0.43A。 或许可以容忍一定幅度的波形畸变（安全触发电压以内），通过减小电容来降低励磁电流、降低成本。再或者为了进一步降低励磁电流让波形的畸变更大通过修波神器来进行波形校正。 下面的是采用图4-1带有比较器波形校正电路的仿真结果，其中电容C1=C2=0.3uF。
图5-5 带比较器的占空比90-10%仿真波形 图5-5中只要畸变的波形不超过参考电压Vref比较器就能将波形修正过来，在此参数下励磁电流峰值降低到86mA.
图5-6 带比较器的占空比10-90%仿真波形 图5-6是由轻载突变到重载，其中励磁电流峰值也在86mA左右。 图4-1电路通过增加一个比较器就可大幅降低励磁电流提高动态效率，而且变压器励磁电流降低后成本也会降低，那么比较器成本增加变压器成本降低综合成本会如何？ 学习一下
我读书少，你别骗我 小伙伴们的眼睛是雪亮了！图已更正。 D3是什么作用，是整流还是续流 图1-2的D3吗？是加快MOS管关断速度用的。这种带电容的隔离驱动有个缺陷，见下图
图6-1 PWM关断后驱动波形 如果PWM信号突然中断次级电容C2没有能量释放途径，当励磁电感反向或能量消失后驱动电压会被被抬高到电容C2电压水平上，这在某些应用上是不允许的。 可否采取一些措施来解决这个问题？ 我采用的方法如下
图6-2 带关断保护及延迟启动电路 关断保护原理是借鉴单片机的看门狗工作方式，当驱动信号正常工作时n_1处为0-5V的脉冲信号电容C10被拉低到低电平（喂狗），当驱动信号突然关闭后电容C10通过电阻R3充电，当电压升到一定值后三极管Q6导通，比较器正端被拉低到低电平输出始终锁死在低电平。当驱动信号恢复后电容C10立刻被放电至低电平，驱动电路解锁恢复正常。仿真结果如下
图6-3 加关断保护的仿真波形 R3、C10是关断保护启动参数，通过调节RC周期来调节启动关断保护时间。如图6-3中在关断保护时间大约在0.25mS，而图6-1中误触发时间大约0.4mS，0.25mS足以实现可靠关断。 因为电路在刚启动正常电压还未建立的时候可能会随机产生误触发信号，从可靠性的角度考虑增加了一个延迟启动功能，一个电容C5就可以实现，仿真结果如下
图6-4 延迟启动波形 以上功能都得益于信号和能量的分开使电路的应用非常灵活，甚至可以把单片机直接放到次级以实现更强大的功能。 不知有人分析过这种带隔直电容的隔离驱动拓扑没，通过变换参数将得到一种非常优秀的软开关拓扑，其性能甚至要优于LLC拓扑，后面想和大伙一起探讨一下这种拓扑共同发掘出它的潜力。 电路原理图及参数如下
参数：输入电压5V，开关频率100KHz，电容C1=C2=2.533uF,励磁电感Lm=50uH，漏磁1uH（次级同），输出负载20欧姆电阻。电路谐振腔中包含两个漏感、两个电容、一个励磁电感，这个电路的初级跟LLC电路一样次级略有不同。仿真结果如下：
图7-2 LCLC软开关仿真波形 图7-2显示在谐振点附件这种LCLC软开关同LLC软开关特性基本一样。 将两种电路进行对比仿真，异同点如下 1、LCLC电路（名字只是为了区分LLC电路）对称性好，如果把次级的二极管换成MOS开关管后不仅可以实现同步整流而且可以实现能量的双向传递。
图7-3 可双向传递能量的LCLC电路软开关 2、相同参数条件下LLC电路的输出电压只有LCLC的一半，换句话LCLC电路可以节省用铜量但多增加了一个电容。 3、图7-3的电路输出为半波，纹波要比LLC大，可增加一个线圈实现全波输出降低纹波。
图7-4 全波LCLC电路 4、其它如增益特性、特征波形等两者基本相同。 在仿真的过程中发现了LLC电路的一个特性： LLC电路是电流型电路，既负载变化“电流不变”。这可以从LLC电路的特性曲线中观察到一些趋势。
图7-5 LLC电路特性曲线 图7-5为Q值曲线，不同的Q值可以理解为负载电阻发生了改变，在“恒定电流”下当负载变化后输出电压也会随着发生变化，如图7-5在同一频率Q值减小增益变大，不过这个“恒定电流”是非线性的。 通过多组数据的仿真验证找到了LLC电路的规律既 I*T=U*C 公式（7-1） 这说明LLC电路是依靠电容来传递能量的。相对于原LLC电路的增益公式
公式（7-1）要容易实现的多，后续将以公式（7-1）为理论参照尝试设计一个LLC控制电路。 控制电路的仿真结果很理想， 如下图
图7-6 LLC电路动态波形 图7-6输入电压为5±0.5V的波动电压，输出目标为3V，负载由1欧姆渐变至50欧姆，频率范围控制在谐振频率的左侧既容性区。图7-6的结果证明LLC电路就是依靠电容来传递能量，其特性符合电容充放电特性。（此电路并未添加传统的控制环路） 负载突变的动态响应如下
图7-7 负载突变动态波形 如图7-7负载突变时的动态响应还是比较快的，可能由于电路中只有拓扑本身的增益所以静态误差不是很理想，增加一个一类补偿就可以解决这个问题。 通过LLC电路这个例子可以总结一个规律，一个电路如果其特性可以用方程来描述并且其方程可以用硬件电路来实现那么这个硬件电路将是最合理的。这个规律可以引申到Boost、Buck、正激、反激等电路，如果这些电路也采用了最合理的硬件电路其性能会得到很大的提升。 参考“一种终极控制方案” 通常LLC电路是不适合宽电压范围的应用，除了效率因素外超宽的频率变化范围也是现有的反馈电路难以处理的。当LLC电路始终工作于容性区时 可以解决宽频率与效率的矛盾，这个已经有人实现产品化了。宽频率变化范围的控制可以用公式（7-1）的理论来解决。
图7-8 宽输入的LLC波形 如图7-8输入电压6.5±3V波动变化，输出恒定3V，由此可以推断采用这种控制方式后LLC电路可以直接用在整流桥后而无需再加一级PFC（不考虑功率因数）。图7-8局部放大如下：
图7-9 局部放大图 如果把输出的基准改为0-3V的馒头波则可以观察到动态宽范围输出波形。
图7-9 宽输出LLC波形 好帖别沉啦，人工顶帖~ 恭喜帖子获得“发帖得红包活动”20元红包奖励，楼主可添加电源网私人官网微信（dianyuan_com）为好友，领取现金红包（备注信息：发帖得红包）活动介绍：
按图5-1的电路修改了原电路，将变压器的前级改为推挽驱动，又增加了一块PWM发生电路用来产生90%-10%和10%-90%突变的占空比（开关频率50KHz）。
图8-1 电容复位变压器隔离驱动电路 首先将图5-1中的电容C1、C2都设置成10uF，实测的90%-10%占空比突变波形如下：
图8-2 C1=C2占空比突变时的驱动波形 图中黄色曲线为输入信号蓝色曲线为变压器次级信号红圈为突变时刻，当占空比大范围突变后次级信号会被抬升结果导致被驱动的MOS管误触发。 其次将次级电容C2换成0.1uF 后实测占空比突变波形如下：
图8-3 C1=100*C2占空比突变时的波形 图8-3的结果同仿真的波形很相似，突变后驱动信号略微有点抬升但不足以引起MOS管的误触发。 图8-3的局部放大波形如下
图8-4 占空比突变后的驱动信号 以上通过实际电路验证了选择恰当的初次级电容比可以解决采用电容复位的变压器隔离动的信号突变问题。 版主真赞，谢谢分享 脱库子放屁的电路，用这麻烦的电路何不如用成熟点的电路，在说了这种电路不稳定，放在后级正玄波上，误动作烧管子，还有重点是在频宽一直变动的情况下，效率是个问题， 开关电源效率不高就是闭环做的不好，频率会随闭环的变化，宽度会随之变化，也会有高频啸声出来，电源管也会发热，这只是我个人经验，不是很明白你所表达的意思 1、这只是个驱动电路，电路简单、用的很广也比较成熟，它的缺点从这个帖子中可以解决。 2、驱动电路是开环工作的跟闭环稳不稳定没一点关系。 环路不稳定会影响效率但效率不是由环路决定的，电路拓扑、元件性能才是决定效率的根本因素。举个简单的例子LLC电源的环路比反激的要难设计的多但效率上LLC要远优于反激电源，这能说明LLC的闭环比反激的好？ 楼主用的什么仿真软件呀，很强大的样子，可以透漏下下吗，也想装个仿真仿真 是Saber软件 楼主，求全套资料763915414@qq.com |
公式（7-2）
