【我是工程师第三季】基于LC串联谐振的开关电源的仿真及应用

基于LC串联谐振的开关电源根据使用的电容电感数量的不同可以分为如下4种电路拓扑。

如下的图1是LCC的原理拓扑，负载RP是并联在C3上的，C1+C2是主谐振电容，C3是辅助谐振电容。C1+C2参数的变化对整体工作状态影响远远大于C3。

如下的图2是LCCD的原理拓扑，比较LCC而言在谐振电容处多了2只钳位二极管，我认为称之为LCCD较恰当。

如下的图3是LLC的原理拓扑，负载RP是并联在L2上的，L1是主谐振电感，L2是辅助谐振电感。L1参数的变化对整体工作状态影响远远大于L2。C1+C2是主谐振电容。LLC的原理拓扑大家已经很熟悉了。

如下的图4是LLCD的原理拓扑，即zhangyiping所说的准谐振，比较LLC而言在谐振电容处多了2只钳位二极管，“准谐振”是个什么东西？很难说清楚，所以，我认为称之为LLCD更恰当。

以上各图中的负载RP一般是接变压器的初级，但是当不需要隔离时也可以是直接接负载。

2015年，“zhangyiping”在【我是工程师】的活动中发表了“新一代软性开关电源变换技术专题讨论”，提出了所谓第四代准谐振开关电源，把LLCD电路拓扑说成是开关电源领域的革命，吹得神乎其神，好像发现了新大陆。实际上，LLCD仅仅是上述4种电路拓扑之一而已。这4种电路拓扑根本就不存在第几代之分，更不可能谁革谁的命。这4种电路拓扑各有各的用处，各有各的存在价值。

本帖就本人所做所见所闻，并结合仿真讲讲本人的拙见。

期待下文 期待楼主大作。

首先声明，本人采用的仿真软件是原理级的PSIM，与实物有一定误差。

上个世纪90年代，倡导绿色照明，很多公司生产荧光灯电子镇流器，基本电路如下图5：

对于做过荧光灯电子镇流器的人，太熟悉这个电路了。该电路C4的容量必须足够大，以提供中点电压，L1和C6似乎形成LC串联谐振，上下功率管的翻转是靠驱动变压器T1（铁氧体）的磁饱和实现的，所以不可能真的谐振。由于铁氧体的饱和磁通随温度变化而变化，从25℃到100℃，铁氧体饱和磁通下降约36%（0.5T降到0.32T），导致工作频率随温度上升而上升，电流下降，灯功率下降，这是该电路的第一个重要缺点；功率管的电流是三角波，功率管的关断是三角波的峰值，损耗很大，这是该电路的第二个重要缺点。这样的电子镇流器只是仅仅把灯点亮的最低档的劣质产品。

1993年，本人采用LCCD电路设计了荧光灯电子镇流器，克服了上述的2个缺点，原理如下图6

上图是一个电子镇流器带2支40W荧光灯（1993年，国内主要使用40W荧光灯照明），即一拖二。前级采用MC34262做PFC，所以该电路的供电电压为DC390V。由L1、C6、C4、D4、D5组成一路LCCD谐振电路，带一只荧光灯；由L2、C7、C5、D6、D7组成另一路LCCD谐振电路，带另一只荧光灯。驱动变压器T1工作磁通小于0.3T，即不饱和状态。两路谐振电路各干各的，互相不干扰。可以只点一只灯，也可以点两只灯。

主要元件参数：L1=L2=3mH，C4=C5=103，C6=C7=752，D4=D5=D6=D7=FR107，M1=M2=IRF830，工作频率31KHz。

40W荧光灯的灯电压有效值约105V，灯等效阻抗约280欧姆。用280欧姆替代灯仿真，波形图如下图7

图7：荧光灯电子镇流器仿真波形

第一条为MOSFET功率管电流波形，峰值约1.2A，功率管关断时电流约0.6A，约为峰值的1/2。已经属于软开关。如果只点一支灯，峰值约0.6A，功率管关断时电流约0.3A，即各减半。

第二条为灯电压波形，接近正玄波，半波峰值接近150V。

第三条为D4、D5连接点对地的电压波形。

2000年前后，我又用LCCD电路设计了医用紫外灯电子镇流器，如图8

该灯无灯丝，直接高压起辉，参数为：起辉电压半波峰值900 --- 1000V，灯工作电压有效值500V，灯电流20mA，灯功率10W。灯等效阻抗25kΩ。仿真如下

图9：灯开路（起辉前）

第一条为功率管电流波形，峰值约0.6A，功率管关断时电流约0.4A。

第二条为灯电压波形，接近正玄波，半波峰值接近1300V。

第三条为D8、D9连接点对地的电压波形。

图10：灯工作波形

第一条为功率管电流波形，峰值约0.35A，功率管关断时电流约0.1A。

第二条为灯电压波形，接近正玄波，有效值约500V。

第三条为D8、D9连接点对地的电压波形。

这种能不能做成高压直流的电源，，用变压器隔离一下。。 看来是行业的老前辈了，可否谈谈那个驱动变压器的设计方法？

LCC及LCCD电路拓扑的开关电源实际产品极少见，本人也未见过采用该电路的实际产品。在一些杂志上和硕士博士论文可以看到对此类电源研究的文章。也有少数做除尘电源的公司声称自己的电源是LCC谐振电源。

5楼6楼，用图6、图8电路设计的电子镇流器的工作频率主要取决于主谐振电容和主谐振电感的参数。其次，驱动变压器的设计也有一定的影响，实验发现，影响频率的是次级电感量。驱动变压器的设计是难点，要反复调整匝数实验。由于年头太长，当初的参数已经记不清了，下面说说设计思路。

图6用的是MOS管，驱动为电压型；图8用的是双极型管，驱动是电流型。所以驱动变压器的设计方法是不一样的。

先说说使用MOS管驱动变压器的设计方法。图6中驱动变压器的次级有2个稳压管反串联，这是保护MOS管栅极电压安全必须的，可在10V --- 15V的范围内选取。从图7电流波形看，接近正玄波，功率管电流有效值约0.84A，驱动变压器初级电流0.84A，如果初级绕组电压1V，初级输入功率约0.84W，大部分会被耦合到次级，除了驱动MOS管需要一部分能量外，其余能量会消耗在Z1、Z2两个稳压管中。所以初级绕组的电压不宜太高，应该在1 --- 2V为宜。变压器匝比等于电压比，变压器匝比=初级:次级=1 : 6 --- 12。如果工作频率在30多kHz，次级电感量大约1 --- 2毫亨。

图8电路，用的是双极型管，变压器匝比=初级:次级= 1 : 2 --- 3。次级电感量可以很小。我用的是10*6*5的铁氧体环，印象中是3T:7T:7T

下面介绍一款LLC通讯电源，该电源在近五年的国内市场销售量一直占据前三名。这说明该电源为成熟产品，有极好的性价比和市场竞争力。这是一款输入AC220V，输出48V50A的一次电源。前级有PFC，输出DC380V，后级为普通LLC变换，LLC部分原理如下图11

谐振主电感L1采用PQ2625磁芯，电感量6.2微亨，辅助谐振电感L2也采用PQ2625磁芯，电感量46.5微亨，主变压器采用UU铁氧体磁芯，截面10*20mm2，匝数14T/4T/4T。额定负载50A时，工作频率150kHz。取负载为1.1Ω，仿真波形如下图12

图12

第一条为MOS管电流波形，峰值25.5A，正玄波有效值18A

第二条为C1、C2中点电压波形。

第三条为辅助谐振电感L2电流波形，三角波半波峰值6.6A，有效值3.8A

第四条为输出电压55V，负载为1.1Ω，输出电流50A。

变压器初级输入电流=MOS管电流－辅助谐振电感L2电流=18A－3.8A=14.2A

变压器次级输出电流=初级输入电流*14T/4T=14.2A*14*4=49.7A

通过波形计算的输出电流与预先设定的50A负载电流误差很小。

在此，请大家注意，这里主谐振电感与辅助谐振电感的比例关系不是一般书上讲的1比3，而是1比7.5。

如果主谐振电感与辅助谐振电感的比例采用1比3会怎么样呢？继续仿真，取L1=8.5微亨，L2=27微亨，变压器匝数16T/4T/4T，C1=C2=473。工作频率150kHz。仿真结果如下图13

图13

第一条为MOS管电流波形，峰值26.2A，正玄波有效值18.5A

第二条为C1、C2中点电压波形。

第三条为辅助谐振电感L2电流波形，三角波半波峰值11.6A，有效值6.7A

第四条为输出电压55V，负载为1.1Ω，输出电流50A。

我们要关注的是L2的电流大幅度增加=6.7A-3.8A=2.9A。引起L2更多的发热，效率会降低。

结论：如果完全照书上说的去做，可能不是最优秀的设计。

激磁电感的大小尽量取得大点，但也有前提，要综合考虑死区时间，MOSFET 的DS间电容，满足ZVS 。

在特定负载情况下看波形没有多大意义，满载时谐振电感电流是很漂亮的正玄，可半载时呢？

谈谈如何确定谐振电感L和谐振电容C 的值吧，频率定了 L 和 C 的乘积定了，但如何具体的确定 L 和 C 的值呢？是先定L 还是先定 C ?

继续仿真，10楼的仿真是满载输出50A的情况。现在用半载，输出25A仿真。

取L1=6.2微亨，L2=46.5微亨，变压器匝数14T/4T/4T，C1=C2=753，负载=2.2Ω，工作频率158kHz。仿真结果如下图14

图14

第一条为MOS管电流波形，峰值13.1A，关断电流6.4A

第二条为辅助谐振电感L2电流波形，三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A

第三条为输出电压55V，负载为2.2Ω，输出电流25A。

取L1=8.5微亨，L2=27微亨，变压器匝数16T/4T/4T，C1=C2=473，负载=2.2Ω，工作频率151.6kHz。仿真结果如下图15

图15

第一条为MOS管电流波形，峰值15.7A，关断电流12A

第二条为辅助谐振电感L2电流波形，三角波半波峰值12.1A，有效值7A

第三条为输出电压55V，负载为2.2Ω，输出电流25A。

结论：

1、从二者的第一条波形看，L2电感量大的功率管峰值电流小。关断电流小。功率管的导通损耗和开关损耗均小。

2、从二者的第二条波形看，前者通过辅助谐振电感的电流减小，后者不降反升。优劣一目了然。

从波形上看满载时工作频率高于谐振频率，半载时工作频率低于谐振频率，奇怪了，应该是负载越轻工作频率越高啊，难道你这控制方式是像“zhangyiping"的那样，频率反走的？

不对，我被搞懵了， 对比下 在相同的谐振电感，电容以及负载情况下的 波形看看。

你搞反了

这是LLC，仿真是负载越轻频率越高，满载时150kHz，半载时高于150kHz

再来看看LLCD电路，按L2电感量为L1的15倍设计，如下图16

图16

继续做仿真，满载电流50A仿真。

取L1=8微亨，L2=120微亨，变压器匝数16T/5T/5T，C1+C2=683+623，负载=1.1Ω，工作频率150kHz。仿真结果如下图17

图17

第一条为MOS管电流波形，很好的正弦波，峰值25.8A，有效值18.2A，占空比50%。

第二条为辅助谐振电感L2电流波形，三角波半波峰值2.4A，有效值1.4A。

第三条为钳位二极管电流波形。峰值电流约11A。

第四条为输出电压55V，负载为1.1Ω，输出电流50A。

再做半载仿真，LLCD在负载降低时同时降低工作频率。负载2.2Ω，输出25A，采用工作频率75kHz。仿真结果如下图18

图18

第一条为MOS管电流波形，很好的正弦波，峰值25.8A，有效值18.2A，占空比25%。电流波形基本没有变，占空比降低了一半。

第二条为辅助谐振电感L2电流波形，三角波半波峰值2.9A，梯形波，电流有效值明显增加。

第三条为钳位二极管电流波形。峰值电流约11A。

第四条为输出电压55V，负载为2.2Ω，输出电流25A。

下面通过仿真结果对比LLC与LLCD两种电路的优劣

一、满载：

1、功率管损耗对比

LLC的MOS管电流波形，峰值25.5A，正玄波有效值18A，占空比50%，如下图19

图19：LLC的MOS管电流波形

LLCD的MOS管电流波形，峰值25.8A，正玄波有效值18.2A，占空比50%，如下图20

图20：LLCD的MOS管电流波形

2、辅助谐振电感L2损耗对比

LLC的L2电流：三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A，如下图21

图21：LLC辅助谐振电感L2的波形

LLCD的L2电流：三角波半波峰值2.4A，有效值1.4A，如下图22

图22：LLCD辅助谐振电感L2的波形

满载结论：

1、功率管的电流无明显差异，可以认为功率管的损耗没有优劣之分。

2、变压器虽然匝比不同，性能成本不会有明显差异，可以认为变压器没有优劣之分。

3、L1的电流无明显差异，LLCD的电感量略大，LLC电路优势。

4、L2的电流，LLCD的电流小，L2的损耗在总损耗中所占比重很小，LLCD优势。

二、半载：

1、功率管损耗对比

假设功率管导通电阻0.1Ω，计算功耗

LLC的MOS管电流，峰值13.1A，有效值9.26A，关断电流6.4A，占空比50%。

LLC的MOS管导通功耗=9.26A*9.26A*0.1Ω*50%=4.29W

图23：半载LLC的MOS管电流波形

LLCD的MOS管电流波形，峰值25.8A，有效值18.2A，关断电流2.9A，占空比25%。

LLCD的MOS管导通功耗=18.2A*18.2A*0.1*25%=8.28W

图24：半载LLCD的MOS管电流波形

2、辅助谐振电感L2损耗对比

LLC的L2电流：三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A，如下图25

图25：半载LLC辅助谐振电感L2波形

LLCD的L2电流：梯形波半波峰值2.9A，有效值大于1.8A，如下图26

图26：半载LLCD辅助谐振电感L2波形

半载结论：

1、除了输出整流管，整机主要损耗是MOS管，MOS管的损耗主要是导通损耗，LLC的开关损耗主要在关断时，而关断电流仅为峰值电流的1/2以下，MOS管的关断损耗只占总损耗的20%以下。而LLC的导通损耗只有LLCD的一半，所以LLC明显优势。

2、与上一条同样的道理，因为电流的问题，变压器和L1的铜损也是LLCD大很多，LLC明显优势。

3、L2的电流，LLCD的电流小，LLCD优势。

4、总体效率，LLC明显优势。

最终结论：在效率方面，LLCD没有任何优势。由于LLCD多了两支钳位二极管，在成本方面，LLC优势。

这结果老张（zhangyiping)是绝对不同意的，我以前也说过他的准谐振在效率方面没有优势，他不同意，说零电流关断可靠性强得多，可惜他不会上图，上计算过程，不能像楼主这样非常有条理的摆数据，摆道理。

如果能把 MOSFET的Vds 波形和其电流波形放在一个图里贴出来对比就好了。这样一目了然。

客观规律不以人的主观意志为转移，同意也好，不同意也好，又有何妨。

Zhangyiping的所谓第四代技术完全是胡说八道、肆意编造；无休无止地自我吹嘘、贬低他人。

每一种电路拓扑都有其存在的价值，换句话说，就是每一种电路拓扑都有其缺点。尤其是谐振电源看似极其优秀，其实它的缺点也是很突出的。

LLCD电路多出的两个二极管可以实现过流保护或短路保护，正常工作时两个钳位二极管不工作，所以LLCD和LLC电路有相同的特性（恰当的L、C参数）。

通常LLC电路工作于ZVS区域1和ZVS区域2，而老张是让LLC电路工作于ZCS区域（所谓频率反走）。

LLC什么情况下才能工作在ZCS区域啊，

在这个区域里，还能维持输出u的电压稳定不，，希望能给解释一下，

这个我没做过，理论上把反馈特性变一下，比如正常的LLC是负反馈那么可以工作在ZCS区域就需正反馈。

工作在ZCS区和工作在另外两个区对于输出稳定的控制近似对称，一个频率反走一个频率正走，控制上都依赖反馈环路区别好像不大。

根据负载变化及输入电压的波动范围设计合理的参数，使的频率变化范围内图中的曲线要么单调递增要么单调递减，否则一会正反馈一会负反馈现有的控制环路很难控制。

电源系统里怎么会有正反馈，

不是“正反馈”是

LLC 输出电压变高，工作频率增加。因为它工作在增益曲线从左上到右下这个阶段。

LLCD 输出电压变高，工作频率降低。因为它工作在增益曲线从左下到右上这个阶段

LLC 输出电压变高，工作频率增加。因为它工作在增益曲线从左上到右下这个阶段。

LLCD 输出电压变高，工作频率降低。因为它工作在增益曲线从左下到右上这个阶段

你说的这个过程说反了吧，，，

LLC 输出电压变高，增益会变大，工作频率会左移，降低才对。因为它工作在增益曲线从左上到右下这个阶段。

LLCD 只时在谐振电容上加上二极管，并没有特别说明是其工作一定要在ZCS区域啊，，LLCD只所以会ZCS是因为并接的二极管阻尼了谐振电容的电压升高，提前退出谐振，

即使是工作在ZCS区域，输出电压变高，增益也是变大，在ZCS区域频率会右移，工作频率应该升高才对。因为它工作在增益曲线从左下到右上这个阶段

你仔细想想吧， 你搞反了。

LLC 输出电压变高，工作频率增加

LLCD 输出电压变高，工作频率降低。

你说一下这两种情况下，增益是变高了还是变低了，，，

请搞清楚 哪是因，哪是果。

LLC 因为外界因数（比如负载变动）导致输出电压变高了，通过反馈后它的工作频率就会升高，使得输出电压降低点（回到正常值）。不是因为工作频率变高了输出电压才变高。

你说一下这两种情况下，增益是变高了还是变低了，，，

如果控制IC是“正反馈”特性就要配负反馈的控制环路，如果控制IC是“负反馈”特性就要配正反馈的控制环路，整个电源系统还是负反馈。 老张是用3525+运放做的控制电路，如果用专用的LLC芯片把反馈信号再做反向处理（变正反馈）就可以工作在ZCS区域，要选择一个恰当的负载否则跑到ZVS区就失控了。 不可用专用的LLC芯片，因为负载越轻，频率越低，频率是有下限的，负载轻到一定程度，频率就不能往下降了，必须调脉宽来稳住输出电压。专用的LLC芯片不可调脉宽。 在满载情况下两者差不多，LLCD关断损耗更小点。 老张好像从来不考虑非满载的情况，现实中一般都降额使用的，也就是说完全满载的不多，这样LLCD反而没啥优势，老张认为一招鲜，吃遍天，可他忽视了现实问题。 跟张工的电路工作状态不一样，个人感觉不能贸然判定哪一种电路更优越，两种产品放在一起比较才有说服力

老张的无非就是 零电流关断

楼主的仿真波形可以看出是达到 零电流关断了的。楼主着重比较了导通损耗。开通和关断损耗没有谈。但开通损耗这一块，如果都做到ZVS的话就都差不多。

张工的变频方式给LLC的相反，两种电路的效率几乎一样，所以仿真不是实际电路，仿真是理想情况

LLC和LLCD谐振电源的开关损耗虽然非常小，其导通损耗是明显大于硬开关电源的。

导通损耗最小的是反激电源，因为比起其他电源，所有通过功率管进入变压器的能量都传输到了次级（忽略变压器损耗）

反激电源传输功率=平均电流X电压X占空比

其次是所有正激、推挽、半桥、全桥等等硬开关电源，通过功率管进入变压器的能量有一部分不能传输到次级，就是激磁电流在退磁时反回到初级的电容里

正激电源传输功率=（平均电流－激磁电流）X电压X占空比

谐振电源的导通损耗更大，通过功率管进入变压器的能量除了变压器激磁电流不能传输到次级，还有维持谐振必须的电流也不能传输到次级，即前面图中流经电感L2的电流

谐振电源传输功率=（平均电流－激磁电流－谐振电流）X电压X占空比

如此说来谐振电源似乎应该是效率最低的，但事实相反，LLC之所以流行是因为其效率相对高。

开关损耗主要就三个，开通损耗，导通损耗，关断损耗。 可能开通损耗比导通损耗占总损耗更多。

LLC 和LLCD在开通损耗上没什么差别，都是ZVS，LLCD 的导通损耗更大，但LLCD的关断损耗明显小于LLC.

不要误解我的意思，有一利往往就有一弊。

谐振电源的利是极小的开关损耗，利用好这一点，可以把频率做得很高，如上所述的LLC通讯电源，150kHz的频率，使用了很小的变压器，提高了功率密度。如果硬开关也用150k频率，其开关损耗就会很大，会远远超过LLC增加的那点导通损耗。谐振电源增加的那点导通损耗还可以用增加管子电流容量来降低损耗。而硬开关要降低开关损耗就不是那么简单的问题。

如果开关电源设计在很低的工作频率，硬开关的开关损耗就不大，这时还要做谐振电源，那就是自找烦恼。有可能效率最低。

其实，谐振电源的缺点多得很，谐振电源为了降低开关损耗，不仅以牺牲导通损耗为代价换取了低开关损耗，同时谐振电源的应用也有很大的局限性。

谐振电源最重要的优势是极低的开关损耗，如果把开关电源设计为谐振电源，就一定要用好这个优势。低·开关损耗带来的最大好处是可以大幅度提高工作频率，从而大幅度减小变压器的体积。如10楼所述的通讯电源，将满载频率做到了150kHz，变压器就很小，发挥了LLC谐振电源的优势。如果做LLC谐振电源只是做50 --- 60kHz的话，就不能显现出谐振电源的优势。所以，提高功率密度才是谐振电源更为重要的优势。

谐振电源不仅以牺牲导通损耗为代价换取了低开关损耗，还有很多应用的局限：

1、输入电压大幅度波动，不宜使用谐振电源。

2、输出电压大范围调压，不宜使用谐振电源。

3、输出功率过小，没有必要使用谐振电源。

4、输出功率过大，不宜使用谐振电源。如果供电电压为DC400V，谐振电源的上限功率约为10kW。因为如上所述，为发挥谐振的优势，必然要把频率做高，这样主谐振电感的电感量必然很小，此时电源实物的变压器漏感，引线等等分布参数对工作状态影响很大，工艺处理难度很大，难于实现。

谐振电源除了以上局限外，对于LLCD而言，却有它的一个用武之地，如果要做至少几十kW的大功率电源，必须使用IGBT作为功率管，IGBT的开关速度慢，普通硬开关也就做20kHz左右的频率。即便做谐振电源，频率也不宜太高，一般60 --- 70kHz也就差不多了。正好利用LLCD随负载下降频率下降的控制特性，当频率下降到20kHz左右时，负载再轻，则由PFM转入PWM工作方式，即硬开关方式。

LLCD的零电流关断特性可以应对IGBT关断时电流拖尾的问题。 师长，我想问你一下关于LC串联谐振问题的谐振参数设定的问题，最近在看这方面的资料，看了好多篇文章，确定参数的方法差不多，不过吧那些参数带到matlab仿真中，都得不到对应的结果，而且差的太大，实在是没办法了 。